引 言 永磁無刷直流電機是目前具有新原理、新工藝、新方法的新型電機，它是由永磁無刷直流電機本體（BLDCM）、轉子位置傳感器（RPS）和控制器（CU）三部分組成的機電一體化系統(tǒng)。該電機克服了有刷電機的諸多弊端，因此，近年來發(fā)展很快，已應用在很多領域。 控制用電源主要是給控制器的各種芯片提供電能，一般采用將系統(tǒng)外部輸入電壓經過高頻DC/DC隔離式開關電源變換成多路電壓輸出后給控制器芯片供電?？刂朴秒娫垂β瘦^小，但要求簡單可靠、穩(wěn)定性好。傳統(tǒng)的開關電源采用分立元器件，存在電路復雜、效率低、可靠性差等缺點。美國PI（Power Integration）公司推出的TOPSwitch-Ⅱ系列開關電源專用集成芯片能很好地解決這些問題，它的工作頻率為100kHz，外圍電路簡單、電磁干擾小、成本低廉，能有效地減小控制器的體積和重量，并增強系統(tǒng)工作的可靠性。因而本設計選用其中的TOP224Y 芯片構成單端反激式開關電源作為控制器電源。 1、單端反激式變換器基本工作原理[1] 單端反激式變換器又稱電感儲能式變換器，其變壓器兼有儲能、隔離雙重作用。圖1為其電路原理圖。所謂單端，指變壓器磁芯僅工作在其磁滯回線的一側。當高壓開關管S1 導通時，直流輸入電壓VI加在原邊繞組LP兩端，在變壓器原邊電感線圈中儲存能量，由于副邊繞組相位為上負下正，使二極管D反偏而截止，副邊回路無電流流過，此時電源能量轉化為磁能存儲在電感中。當S1截止時，原邊電壓極性反向，使副邊電壓極性反轉過來，從而二極管D導通，儲存在變壓器中的能量傳遞給負載，同時給輸出電容C 充電，此時磁能轉化為電能釋放出來。當開關管重新導通時，負載電流由電容C 來提供，同時變壓器原邊重新儲能，如此反復。從以上電路分析可以看出，S1導通時，副邊回路無電流；S1截止時，副邊回路有電流，這就是稱之為“反激”的含義。 2、電路原理與設計 2.1 TOP224Y的主要特性[2] TOP224Y 是TOPSwitch-域系列集成芯片中的一種，是典型的三端器件，三個管腳分別為控制極C、源極S 和漏極D，其內部MOSFET 耐壓值高達700V。它具有寬電壓輸入范圍（交流輸入電壓可達85～265V），AC/DC變換效率可達90％。它將功率開關管與其控制電路集成于一個芯片內，并具有自動復位、過熱保護和過流保護等功能。由于它有很高的集成度和完善的保護電路，因而用它構成的開關電源外圍元器件數(shù)目少、電源體積小、可靠性高，這些特點非常適合于用來設計小功率輔助電源。 圖2 是其內部結構框圖。當系統(tǒng)上電時，漏極D變?yōu)楦唠娢?，內部電流源開始向C 端供電且片內開關在0 位，給并接在C、S 極的外接電容（如圖3 中的C2）充電，當充電到5.7V時，自動重啟動電路關閉，片內開關跳到1 位，TOPSwitch 進入正常工作狀態(tài)，輸出PWM波驅動內部MOS 管工作。此后，IC改由反饋電路提供?？刂贫穗妷篣C經過ZC、P溝道場效應管和電阻RE分壓后，獲得反饋電壓Uf，加至誤差放大器的反相輸入端。誤差放大器將Uf與5.7 V基準電壓進行比較之后，輸出誤差電流If，當If流過電阻RE時，就在其上形成誤差電壓，以此和鋸齒波電壓進行比較，調節(jié)脈沖占空比。由以上分析可看出，TOPSwitch-Ⅱ屬電流控制型開關電源，由控制端電壓UC提供偏壓，控制端電流IC調節(jié)占空比。 [align=center] 圖2 TOP224Y內部結構框圖[/align] 2.2 主電路工作原理 圖3 所示為本文設計的基于TOP224Y 的反激式控制器輔助電源電路圖。輸入電壓為直流160～220V，輸出為一路+5V電壓和兩路互相隔離的+15V電壓，設計功率為5W。 [align=center] 圖3 TOP224Y 構成的單端反激式電源電路[/align] 電路中D1為TVS（瞬態(tài)電壓抑制器），D2 為超快恢復二極管，D1和D2組成箝位保護電路，用于對高頻變壓器由于漏感而產生的尖峰電壓進行箝位和吸收，從而保護功率MOSFET。副邊電壓經D3、C3 整流濾波后輸出+15 V 電壓給脈寬調制芯片供電并經線性穩(wěn)壓芯片LM7805 降壓后輸出+5V 電壓，給邏輯合成芯片供電，采用LM7805 不但省去了多繞一個+5V輸出的副邊繞組，而且輸出電壓性能穩(wěn)定，紋波更小。 由于對輸出電壓的精度要求不是很高，故反饋電路采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。電路利用輸出電壓的變化引起光耦中LED 的電流If 的變化來控制TOP224Y的控制極電流IC，從而調節(jié)占空比D，改變PWM 寬度，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。比如，由于某種原因UO↑，則光耦LED的電流If↑,經光耦傳輸后，接收管電流ICE↑，故TOP224Y的IC↑，而IC 與占空比D 成反比關系，故D↓，導致UO↓，實現(xiàn)了穩(wěn)壓；反之，UO↓→If↓→ICE↓→IC↓→D↑→UO↑，同樣達到了穩(wěn)壓的作用。 反饋繞組的輸出電壓經D4、C4 整流濾波后，給光耦的接收端提供偏置電壓，同時作為另一路+15V 電壓輸出給專用驅動芯片供電。電路中C2是旁路電容，其作用有三個：濾除控制端上的尖峰電壓；決定自動重啟動頻率；與R1 構成控制環(huán)路的補償電路。 2.3 高頻變壓器的設計[3] 由于外圍元器件少，所以設計的關鍵是變壓器。單端反激式變壓器工作在磁滯回線的第一象限，磁芯同時加有交流和直流，變壓器磁芯磁感應強度變化量ΔB 變化很小，為了防止磁芯飽和，一般采用加氣隙的方法，這就增加了變壓器設計的難度。下面給出設計中變壓器參數(shù)的計算方法。 本設計反激式變換器采用不連續(xù)導通工作方式（DCM），取最大占空比Dmax＝0.4，變壓器選用錳鋅鐵氧體R2KB 磁芯，其導磁率高達2 000 滋i，飽和磁密BS 值為480mT（25℃時），經計算選用EI-22 磁芯，其有效截面積為42 mm2，取ΔB＝0.15T。 2.3.1 計算原邊最大電流Ip 式中：Po為輸出功率； η為變換器效率； Vin（min）為輸入最小直流電壓； Dmax為最大占空比。 2.3.2 計算原邊電感量Lp 式中：ton為開關管導通時間，ton=DT。 TOP224Y 的工作頻率為100 kHz， 所以T=1/f=10μs。 2.3.3 計算氣隙長度lg 式中：Ac為磁芯的有效截面積（mm2）； Bm 為最大磁感應強度（T）。 2.3.4 計算原堯副邊及反饋繞組匝數(shù) 原邊匝數(shù)Np為 副邊匝數(shù)Ns為 反饋繞組匝數(shù)：NF=Ns＝16 以上繞組匝數(shù)均為取整后的數(shù)值。 2.3.5 驗算磁芯的ΔB 式中：滋0為真空磁導率，取4π×10-7H/m。 則：Bmax=1/2ΔB+B=225 mT。比較可得：Bmax<1/2Bs， 故前面選擇的磁芯是合適的。 2.3.6 導線的選擇和變壓器繞制 本設計由于原、副邊電流均很小且考慮繞制方便，通過計算選用Φ0.31 mm 漆包線繞制變壓器。為了減少漏感，變壓器繞組應同軸分布，繞線采用夾層（三明治）繞法，即：一半原邊繞組52 匝（里層）＋次級繞組16 匝＋另一半原邊繞組53匝＋反饋繞組16 匝（外層）。各層間夾絕緣膠帶，繞完后最外面再用絕緣膠帶包扎，用環(huán)氧樹脂膠將磁芯和骨架粘接牢靠。 2.4 反饋回路參數(shù)確定 為了實現(xiàn)線性調節(jié)占空比，控制腳電流IC應在2～6mA之間，而IC是受光耦發(fā)光管電流If控制的，由于PC817 是線性光耦，二極管正向電流If在3 mA 左右時，三極管的集射電流Ice在4 mA 左右，而且集射電壓在很寬的范圍內線性變化。因此一般取PC817 發(fā)光管正向電流If為3mA。 本設計反饋電路中D8 采用擊穿電壓為13 V的穩(wěn)壓管IN4743。由于光耦PC817 中LED 的正向壓降為Uf≈1.2V，所以 IN4743 穩(wěn)定電流IZ的典型值為20 mA，R2支路只能供給大約3mA 電流，為此，利用電阻R3提供另一路約17 mA的電流，同時作為一部分假負載用于改善輕負載時的穩(wěn)壓性能。所以可求得R3阻值為 3、實驗結果及分析 根據以上分析和計算，進行了樣機的制作和試驗，圖4、圖5 分別為輸入電壓為160V 時+5V和+15 V的輸出電壓波形，紋波電壓小于3%。圖6、圖7 分別給出輸入電壓在160V和89.5V情況下，輸出功率4.5W時TOP224Y 漏極電壓Ud波形，可以看出，在輸入電壓大范圍變化時，系統(tǒng)跨越斷續(xù)模式和連續(xù)模式兩種工作狀態(tài)，并且測量輸出電壓穩(wěn)定。實驗結果表明，該電源工作在滿載狀態(tài)時，效率達81％，電壓調整率、負載調整率和紋波滿足控制電路對電源電壓的要求，系統(tǒng)工作穩(wěn)定。 4、結語 無刷直流電機是機電一體化產品，其中控制器是該電機能否正常工作之關鍵，它決定著電機的電子換向規(guī)律、正/ 反轉可逆運行和功率能流的有效調控，因此，控制器用穩(wěn)壓電源的設計也顯得尤為重要。本文采用TOPSwitch 集成芯片所研制的小功率輔助電源經測試表明，其性能穩(wěn)定、可靠性高且具有較強的抗干擾能力。