1　概述 　　現(xiàn)在的位置伺服系統(tǒng)一般采用所謂的“軟伺服”系統(tǒng)，使位置增益不很大，這樣系統(tǒng)容易穩(wěn)定，并且增加一個閉環(huán)調(diào)速單元，速度環(huán)的增益很大。因此，很小的位置偏差就能產(chǎn)生很明顯的速度偏差，速度環(huán)就以很高的增益修正，從而使系統(tǒng)得到很高的位置分辨率[1]。作者在研制一種數(shù)控刨齒機時，設(shè)計并完成了單軸位置伺服系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用半閉環(huán)結(jié)構(gòu)，框圖如圖1所示。本文將結(jié)合該系統(tǒng)，闡述位置伺服系統(tǒng)的組成及硬件實現(xiàn)。 2　位置伺服系統(tǒng)的組成 　　在圖1中，位置控制器和速度控制器均由486個人微機編程實現(xiàn)。電機采用北京數(shù)控設(shè)備廠的FANUC-BESK（15型）直流伺服電機，并采用該廠的A06B-6054-H005作為功率驅(qū)動模塊。由于該速度控制單元是模擬系統(tǒng)，因此采用12位D/A轉(zhuǎn)換器，把微機根據(jù)控制算法輸出的數(shù)字量轉(zhuǎn)換為合適的模擬電壓，控制電機向減小位置偏差的方向轉(zhuǎn)動。位置反饋采用光電編碼器，分辨率為4000線/轉(zhuǎn)，經(jīng)四倍頻電路，由可編程計數(shù)器8254記錄位置脈沖數(shù)，位置控制器則根據(jù)此脈沖數(shù)和指令脈沖數(shù)計算出速度指令電壓，再輸出 　　到一個12位D/A轉(zhuǎn)換器，即得到模擬的速度指令電壓。速度反饋也利用同一個光電編碼器和計數(shù)電路，速度控制器通過對位置求一階差分計算出實際轉(zhuǎn)速，然后輸出到另一個12位D/A轉(zhuǎn)換器，將得到的模擬電壓反饋至速度控制單元的速度反饋輸入端。實際轉(zhuǎn)速ω按ω=ΔN/Ts式求取，其中ΔN為在采樣周期內(nèi)的位置脈沖增量，Ts為采樣周期，該系統(tǒng)取8毫秒。 　　作者編寫的CNC控制程序采用前、后臺軟件結(jié)構(gòu)，前臺程序是一個中斷服務(wù)程序，由硬件實現(xiàn)8毫秒定時中斷，主要完成精插補和位置控制功能;后臺程序是一個循環(huán)運行程序，主要完成數(shù)據(jù)輸入、粗插補及其它輔助功能。 3　伺服系統(tǒng)的實現(xiàn) 　　數(shù)模轉(zhuǎn)換采用芯片DAC1210，為了不降低分辨率，用一個電子開關(guān)CD4052處理正負號，使數(shù)模轉(zhuǎn)換達到雙極性12位，為了提高驅(qū)動能力和抑制干擾，輸出采用集成運放OP07做成射極跟隨器的形式，電路如圖2所示。 　　3.1　四倍頻器 　　四倍頻器[2，3]采用微分電路來實現(xiàn)，其抗干擾能力較差。作者設(shè)計了一種四倍頻器，采用積分型單穩(wěn)態(tài)電路，如圖3所示。電路的工作原理：A、B兩路相位差90°的方波脈沖，電機正向轉(zhuǎn)動時，A領(lǐng)先B;電機反向轉(zhuǎn)動時，B領(lǐng)先A。該電路在A及A的反相-A和B及B的反相-B各接了一個積分型單穩(wěn)態(tài)電路[4]，在A的上升沿、下降沿分別產(chǎn)生一個短脈沖A′和-A′，在B的上升沿、下降沿分別產(chǎn)生一個短脈沖B′和-B′。當A為低電平時，Va為高電平，G2輸出為低電平;當A上升沿來到后，G1輸出為低電平，但由于電容兩端的電壓不能突變，所以在一段時間里Va仍在閾值電平之上，G2輸出為高電平，電路進入暫穩(wěn)態(tài)。隨著電容的放電，Va不斷下降，當Va低于閾值電平時，G2輸出為低電平，待A回到低電平后，G1輸出為高電平，電容又開始充電，當Va恢復為高電平時，電路又達到穩(wěn)態(tài)，為下一次上升沿的到來作好準備。由以上分析可知，A′的脈沖寬度TW等于電容開始放電到Va下降至閾值電平所經(jīng)歷的時間，根據(jù)對RC電路暫態(tài)過程的分析，可知電容上的電壓Va放電時間由下式?jīng)Q定[4]： 　　（1） 　　式中　R′——RC電路放電回路的電阻 　　C′——RC電路放電回路的電容 　　VC（∞）——電容電壓的穩(wěn)態(tài)值 　　VC（0）——電容電壓的初值 　　VC（t）——經(jīng)過t時間放電后的電容電壓值 　　設(shè)LSTTL電路的輸出高電平為VOH，輸出低電平為VOL，VTH為閾值電平，R0為G1輸出低電平時的輸出電阻，將R′=R0+R、C′=C、VC（∞）=VOL、VC（0）=VOH、 　　VC（t）=VTH代入式（1）可得脈沖寬度TW為： 　　（2） 　　考慮到電路恢復時間，應使方波脈沖序列的周期為TW的7～8倍，這樣電路才能可靠地工作?？梢該?jù)此選擇合適的電阻和電容。將得到的四個短脈沖序列A′、-A′、B′、-B′按圖3所示進行與或非的邏輯組合，在U1、U2的輸出端將產(chǎn)生表示正轉(zhuǎn)和反轉(zhuǎn)的四倍頻脈沖序列，如圖4所示。該電路有較好的抗干擾性能，因為高頻時容抗很小，而且脈沖經(jīng)過二級與門的選擇。 　　3.2　脈沖計數(shù)電路與初值跳動 　　8254是與微機接口非常方便的可編程計數(shù)器，在方式2下計數(shù)器可自動重復計數(shù)，利用它的兩個 　　計數(shù)通道分別記錄正轉(zhuǎn)和反轉(zhuǎn)脈沖，在程序里讀入計數(shù)值并使二者相減，便可得到在采樣周期內(nèi)的位置脈沖增量，給后續(xù)程序作進一步處理。作者在應用中發(fā)現(xiàn)8254有一個缺陷：對它進行初始化后，輸出鎖存器殘留有隨機數(shù)，這時程序讀數(shù)就會讀到這個隨機數(shù)，所以當?shù)谝粋€計數(shù)脈沖到來后，計數(shù)器開始從編程初值減一計數(shù)。當實際位置脈沖沒有來到時，程序里讀到的位置脈沖值為一隨機數(shù)，當有實際位置脈沖輸入到計數(shù)器后，采樣程序讀到的是正常的位置脈沖值，所以采樣程序第一次計算出的正轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)脈沖數(shù)是不正確的，而隨后計數(shù)才進入正常狀態(tài)。第一次讀數(shù)的這一隨機性將引起系統(tǒng)的劇烈跳動，稱之為“初值跳動”。這種跳動對數(shù)控機床來說是不可接受的，必須予以消除。 　　作者通過程序處理解決了這一問題，其方法：初始化后先記錄下輸出鎖存器的起始內(nèi)容，在采樣程序里把讀入輸出鎖存器的內(nèi)容與此起始數(shù)值比較，若數(shù)值不變，說明沒有計數(shù)脈沖，位置增量為零;若數(shù)值發(fā)生變化，說明已有計數(shù)脈沖到來，經(jīng)過程序計算得到第一次的位置增量。此后不再判別“初值跳動”，進行正常計數(shù)。解決“初值跳動”的程 　　序如下（用Turbo C語言實現(xiàn)）： 　　實時采樣程序： 　　…… 　　unsigned char cl,ch; 　　unsigned int clk0; 　　outportb（P8254+3,0xd6）; 　　cl=inportb（P8254）; 　　ch=inportb（p8254）; 　　clk0=cl|（ch<<8）; 　　if（clk0!=Old-clk0）first=1; 　　if（first） 　?。? 　　dsp0=……; 　　…… 　?。? 　　else 　　dsp0=0; 　　…… 　　初始化程序： 　　…… 　　unsigned char ch,cl; 　　cl=inportb（P8254）; 　　ch=inportb（P8254）; 　　Old-clk0=cl|（ch<<8）; 　　…… 　　有關(guān)變量的說明： 　　Old-clk0：輸出鎖存器的起始初值 　　clk0:輸出鎖存器的讀數(shù)值 　　first:判斷是否有第一個脈沖到來的邏輯變量 　　dsp0:位置增量 　　P8254:8254的片選地址 　　8254的第三個計數(shù)通道用來產(chǎn)生8毫秒的定時中斷，用來觸發(fā)中斷服務(wù)程序。 4　實驗與結(jié)論 　　該伺服系統(tǒng)采用4000線/轉(zhuǎn)的光電編碼器，再經(jīng)過四倍頻電路，脈沖當量為δ=360°/（4000×4）=0.0225°/脈沖，位置控制算法采用前向差分控制算法，調(diào)整速度反饋的D/A轉(zhuǎn)換，使輸出滿足速度控制單元A06B-6054-H005的要求：3V/1000r/min，速度環(huán)反饋系數(shù)調(diào)節(jié)為1.2，電機能在不同的恒值速度指令電壓下平穩(wěn)運轉(zhuǎn)，線性度為2000r/min/7V。 表不同速度下的穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差 　　經(jīng)過實驗，調(diào)整位置增益為2，電機定位誤差為±8脈沖，即±0.18°。在不同的進給速度指令下，測得的穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差見下表。電機到工作臺有150∶1的減速比，上述性能指標已能滿足實際的加工要求。另外，經(jīng)過軟件處理，系統(tǒng)徹底消除了“初值跳動”的現(xiàn)象。