在涉及到溫度測量、壓力測量、工業(yè)流程控制的便攜式醫(yī)療設備和工業(yè)自動化領域，12位轉換器足以成為我們理想的選擇。但是，如果考慮到整個多傳感器系統(tǒng)設計，那么24位轉換器可能是更加經濟高效的選擇，本文將解釋其中的原因。

開始進行系統(tǒng)設計時，設計人員通常著手開發(fā)12位系統(tǒng)，首先從12位轉換器開始，然后開發(fā)前端模擬鏈。但是，由于前端電路涉及到多個放大器，因而會增加設計時間、空間和復雜性，最終提高整體成本。

我們可以采用更好的方法。本文簡要討論了如何使用8通道24位轉換器來取代所有12位信號鏈。我們將使用AnalogDevices的AD7124-8BCPZ-RL78通道、低噪聲、低功耗模數轉換器(ADC)作為示例。

典型12位多傳感器設計

在開發(fā)便攜式感應系統(tǒng)時，設計人員首先確定他們需要12位、14位還是16位系統(tǒng)，然后著手開發(fā)該系統(tǒng)。設計工作從前端模擬鏈和相應的逐次逼近寄存器(SAR)ADC開始。

我們可能發(fā)現(xiàn)一些系統(tǒng)集成了多個傳感器，這是非常合理的現(xiàn)象?；颊弑O(jiān)護儀就是很好的例子，它用于收集溫度、體重、血氧和語言能力狀態(tài)（圖1）。

圖1：帶有錄音器的患者監(jiān)護儀是多傳感器系統(tǒng)的很好例子

常見的12位感應系統(tǒng)執(zhí)行高壓側或低壓側系統(tǒng)電流測量。在此類系統(tǒng)中，我們使用低阻值電阻器(RSHUNT)，通過將電流轉換為電壓來感應系統(tǒng)電流（圖2）。該圖顯示了標準高壓側電流感應電路，該電路使用SAR-ADC，最終將系統(tǒng)的電流轉換為可用的數字值。

圖2：典型12位高壓側電流感應電路顯示了SAR-ADC，它將RSHUNT感應的電流轉換為可用的數字值

在圖2中，低阻值分流電阻器與儀表放大器(InAmp)連接，該放大器能夠感應接近電源電壓值的電壓。InAmp的輸出在0至100毫伏(mV)范圍內。對于12位系統(tǒng)，此處的最低有效位(LSB)大小為24.4毫伏(mV)。然后，兩個放大器為此信號提供增益，二者均為-10V/V。在電路中的這個位置，信號的輸出范圍為0至10伏特。隨后，信號進入全差分放大器(FDA)。該放大器適當地為SAR-ADC差分輸入引腳提供差分輸出，LSB大小為1.22mV。

下面的成本分析將使用1000件價格估算?；氐綀D2中的前端，InAmp器件是一種專業(yè)器件，因為它能夠精確地感應電源附近的小輸入信號。這部分電路的弊端是RSHUNT必須盡可能低，試圖讓負載的電源盡可能保持恒定。對于這種類型的專業(yè)器件，成本估算為大約3美元。

在InAmp后面，還有兩個運算放大器(OpAmp)。兩個運算放大器都是雙配置的一部分。這些放大器必須具有較低的輸入偏置電流、補償電壓和噪聲。當信號進入SAR-ADC時，輸入偏置電流和補償電壓將增加失調誤差。高放大器噪聲將影響信號鏈的信噪比(SNR)。對于這種類型的雙放大器，成本估算為大約2美元。

FDA接收運算放大器的輸出信號。FDA的功能是將單端信號變成差分輸出，將滿量程范圍乘以0.4V/V，讓電平位移達到2.5伏特。對于FDA，成本估算為大約2美元。

最后，SAR-ADC接收FDA的差分信號。此應用電路測量流經負載的電流。該高壓側電流傳感器電路要求不超過12位的轉換結果粒度。在圖2中，12位SAR-ADC的典型成本為大約5美元。

圖2中的前端電路涉及多個芯片，包括四個放大器，因而會增加設計時間、空間和復雜度，最終還會增加成本。在本例中，前端成本為大約7美元。

這個過程可在多個感應電路上執(zhí)行，但本例將使用AnalogDevices提供的24位三角積分(∑?)轉換器。

使用24位轉換器取代12位轉換器

我們可以采用更好的方法來實現(xiàn)圖2所示的電路。SAR-ADC功能需要信號調節(jié)電路、模擬多路復用器和放大器驅動器。替代方法是將轉換器更換為∑?-ADC（圖3）。

圖3：感應電路方框圖：頂部框圖使用SAR-ADC作為轉換器。底部框圖使用∑-ADC作為轉換器

圖3顯示了SAR-ADC和∑?-ADC信號路徑之間的基本差異。SAR-ADC信號路徑需要信號調節(jié)，為小傳感器信號做好準備，以滿足轉換器的輸入范圍?！?-ADC信號路徑中的傳感器連接是直接連接到轉換器的輸入。

使用∑?-ADC信號鏈，設計人員可以忘記模擬增益級，消除電平位移電路。該電路仍將繼續(xù)使用InAmp，因為它提供了針對過壓事件的保護功能，但其他所有放大器都是不必要的（圖4）。

圖4：使用∑?-ADC的高壓側電流感測，顯示已更換的元件

對于以上系統(tǒng)，最令人關注的是LSB大小為24.4mV。出于精確度的原因，我們可將LSB大小除以二，結果為12.2mV。5V系統(tǒng)所需的位數的計算方式很簡單：1.44*ln（滿量程范圍/LSB）。對于本電路，位數為18.6，四舍五入為19位。

再強調一次，在這個成本分析中，我們使用了1000件價格估算。回到圖4的前端，我們仍將使用InAmp器件。對于這種類型的專業(yè)器件，典型成本仍為大約3美元。

在InAmp后面，無需再使用兩個放大器。這樣可以節(jié)省大約2美元。由于∑?-ADC可通過數字方式執(zhí)行電平位移功能，因此也不再需要FDA。這樣又可以節(jié)省大約2美元。

最后，SAR-ADC接收FDA的差分信號。此應用電路測量流經負載的電流。該高壓側電流傳感器電路要求不超過12位的轉換結果粒度。再次參考圖2，24位∑?-ADC的典型成本為大約5.30美元。

在圖4中，我們不再需要前端電路，這樣就降低了電路復雜性和成本。此電路中唯一剩余的模擬器件是InAmp。在本例中，前端成本為大約3美元。

∑?-ADC的全面功能

此信號已進入24位系統(tǒng)，沒有增益。在這個24位系統(tǒng)中，LSB大小相當于12位系統(tǒng)具有4098的增益（圖5）。

圖5：在這個24位系統(tǒng)中，LSB大小相當于12位系統(tǒng)具有4098的增益

雖然特定傳感器的∑?-ADC的輸入范圍很小，但轉換器能夠為所有傳感器產生12位的分辨率，而且沒有信號調節(jié)階段。

現(xiàn)在我們通過實例描述這種方法。一旦找到滿量程范圍為5V的24位∑?-ADC，設計人員將有機會不再使用一些信號鏈元件。如果進一步采用這種方法，他們可以使用帶有內部可編程增益放大器(PGA)的∑?-ADC，允許在∑?-ADC內部添加模擬信號鏈元件（圖6）。

圖6：AD7124-824位∑?-ADC，帶有4/16個輸入引腳

八個差分輸入的AD7124-824位∑?-ADC是一種低噪聲解決方案，包含可編程增益（1至128）、內部電壓基準和內部時鐘振蕩器。該器件非常適合消除圖2所示的繁雜模擬信號調節(jié)電路。

總結

本文簡要論述了為什么使用24位轉換器來替代多個12位器件通常是更好的方案，以及如何降低多傳感器器件的模擬前端的成本和復雜性。

我們使用AnalogDevices的AD7124-8BCPZ-RL78通道、低噪聲、低功耗∑?ADC作為示例。有了該器件，我們不再需要PGA和電壓基準。