Abstract：The principle and design method of ctive clamped synchronous rectification forward converter are introduced in this article.With the design equation and experimental of Prototype presented,it could be proved that such converter mentioned above were the best topology for the low voltage﹠high current SMPS. Keyword：active clamped forward converter synchronous rectification [b]1 引言 [/b]　　　 　　為了以更低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來(lái)越低，瞬態(tài)性能指標(biāo)越來(lái)越高，因此對(duì)開(kāi)關(guān)電源提出了越來(lái)越高的要求。用原有的電路拓?fù)浼罢鞣绞揭巡荒軡M足現(xiàn)在的要求，為了適應(yīng)IC芯片發(fā)展的需要，人們開(kāi)始研究新的電路拓?fù)?。因?yàn)檩敵鲭妷汉艿?，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復(fù)雜程度及產(chǎn)品可靠性，同步整流一般選擇自驅(qū)動(dòng)同步整流，能與自驅(qū)動(dòng)同步整流電路較好結(jié)合的拓?fù)浯笾掠腥N：有源箝位正激變換器；互補(bǔ)控制半橋變換器；兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器。與兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箝位變換器和互補(bǔ)控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓?fù)淙菀讓?shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，工作頻率可以更高；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對(duì)一次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內(nèi)變化時(shí)，互補(bǔ)控制的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動(dòng)電壓變化范圍太大，已不能適用來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET管。因此，有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器是低壓大電流開(kāi)關(guān)電源必然選擇的電路拓?fù)洹? [b]2　有源箝位同步整流正激變換器的拓?fù)浞治? [/b]　 　　有源箝位同步整流正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個(gè)運(yùn)行模式，即：1）to 圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖[/align] 　　1 模式1 （t0 圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形[/align] 　　有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài)，提高了磁芯的利用率，箝位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開(kāi)關(guān)占空比而自動(dòng)調(diào)節(jié)，因而占空比可大于0.5；Vo一定時(shí)，主開(kāi)關(guān)管ֻ輔助開(kāi)關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開(kāi)關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個(gè)管子，使得電路變得復(fù)雜。 3 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算公式 　　主電路拓?fù)淙鐖D1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF?？刂菩酒x用UC3823N實(shí)現(xiàn)PWM控制，控制芯片檢測(cè)開(kāi)關(guān)電流加上斜波信號(hào)（由PWM輸出信號(hào)14腳生產(chǎn)）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號(hào)經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補(bǔ)償產(chǎn)生一輸出信號(hào)（3腳），此信號(hào)與7腳信號(hào)比較后產(chǎn)生輸出占空比信號(hào)PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅(qū)動(dòng)器UC1707產(chǎn)生兩列互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)且死區(qū)可調(diào)的脈沖驅(qū)動(dòng)變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數(shù)設(shè)計(jì)，尤其是電壓補(bǔ)償器及斜波補(bǔ)償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。 　　經(jīng)理論分析及實(shí)踐，在設(shè)計(jì)有源箝位同步整流正激變換器時(shí)，需要計(jì)算各種參數(shù)，在實(shí)踐過(guò)程中，總結(jié)了一套如何設(shè)計(jì)變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計(jì)算出來(lái)的值還要留出適當(dāng)?shù)脑６?，以保證電源的可靠性。 　?。?）變壓器的初級(jí)匝數(shù)N1 　　　　　　　　　　　　　　　　　 N1=U·D·104/f·△Bm·Ac 　　其中　U為輸入電壓；D為占空比； f為開(kāi)關(guān)頻率；△Bm為磁感應(yīng)增量；Ac為磁芯的有效面積。 　?。?）變壓器的次級(jí)匝數(shù)N2 　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　N2=N1·Vo/D 　　　　 　　其中　Vo為輸出電壓。 　　　 　?。?） 初級(jí)電感量Lprim的確定 　　　　　　 　　　　　初級(jí)電感量Lprim由下式?jīng)Q定 　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　 Lprim=uo·ua·N12·Ae/le 　　　　　　 　　式中，uo為真空磁導(dǎo)率；ua是振幅磁導(dǎo)率；N1是初級(jí)繞組匝數(shù)；Ae是磁芯的有效截面積；le是有效磁路長(zhǎng)度。 　?。?）　輸出電壓 　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　 Vo=D·Vin·N1/N2 　　（5） 輸出電感L和電容C的計(jì)算 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 L=2.5R/f 　　取IL（peak）=1.1Io 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C=△IL/8f△Vo 　　　　　　　　　　　　　　　　　　ESR（max）=△Vo/△IL 　　其中 △IL=0.2Io 　?。?） 導(dǎo)線的參數(shù) 　　　　導(dǎo)線的截面積與線徑d 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Sm=Ii/J 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　di=1.13Sm1/2 　　其中　Ii為各繞組電流有效值（A）；J為電流密度，它是根據(jù)銅損計(jì)算出來(lái)的，根據(jù)工程實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)，導(dǎo)線的電流密度在自然風(fēng)冷時(shí)選擇2-4（A/mm2）,而在強(qiáng)制風(fēng)冷時(shí)選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。 　　計(jì)算所需導(dǎo)線直徑時(shí)，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線直徑大于2倍趨膚深度時(shí)，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。當(dāng)用n股導(dǎo)線并繞時(shí)，每股導(dǎo)線的直經(jīng)din按下列公式計(jì)算： 　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 din=di/n1/2 　　銅線的趨膚深度△有以下經(jīng)驗(yàn)公式： 　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 △=66.1/f1/2 　　用上述公式計(jì)算△后，與di相比較，在di大于2△時(shí)，應(yīng)采用多股導(dǎo)線并繞，n的大小以din不大于2△為好。 4 同步整流技術(shù)存在的問(wèn)題及解決方案 　　　 　　同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開(kāi)關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶匦?。這一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問(wèn)題。 　　 4.1 應(yīng)用同步整流的變換器并聯(lián)運(yùn)行的問(wèn)題 　　　　 　　同步整流技術(shù)一般應(yīng)用在低壓大電流情況下，因而往往將多個(gè)具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用，當(dāng)并聯(lián)的兩個(gè)變換器輸出電壓不同，且差值達(dá)到一定值時(shí)，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負(fù)載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓高的變換器負(fù)荷，結(jié)果沒(méi)有達(dá)到并聯(lián)增大負(fù)載電流的目的。另外還有自振蕩問(wèn)題，這將導(dǎo)致MOSFET的電壓應(yīng)力增加，給變換器輸出帶來(lái)諧波干擾。對(duì)這個(gè)問(wèn)題，我們給電源設(shè)計(jì)了電壓調(diào)整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運(yùn)行，只需將電壓精準(zhǔn)地調(diào)整一致即可。 　　 4.2 效率問(wèn)題 　　　　 　　在輕載條件下，使用二極管整流器的變換器會(huì)進(jìn)入電流不連續(xù)工件模式（DCM），但對(duì)于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由于MOSFET的雙向?qū)ㄐ?，使得?fù)載電流繼續(xù)反向流過(guò)輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實(shí)現(xiàn)高效率。另外，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，效率也會(huì)發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問(wèn)題在文獻(xiàn) 7中有詳細(xì)的論述及解決方案。 5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果 　　　　 　　應(yīng)用以上分析的電路拓?fù)浼半娐穮?shù)設(shè)計(jì)了一臺(tái)二次電源模塊，樣機(jī)的參數(shù)如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開(kāi)關(guān)頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開(kāi)關(guān)管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態(tài)電阻Rds僅為6mΩ。在輸入電壓為48V時(shí)，滿載效率為85％。經(jīng)小批量生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面性能均達(dá)到要求，現(xiàn)已開(kāi)始批量生產(chǎn)。 6 結(jié)論 　　本文介紹了有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計(jì)算公式，采用這種電路拓?fù)?，能很好的?shí)現(xiàn)低壓大電流開(kāi)關(guān)變換器。這種方案實(shí)現(xiàn)了高效率ֻ高可靠性，又實(shí)現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿足了IT行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場(chǎng)應(yīng)用價(jià)值。 參考文獻(xiàn) （1）Ionel Dan Jitaru,George Cocina.High Efficiency DC-DC Converter,APEC’94 （2）Wojcieh A.Tabisz,Fred C.Lee and Dan Y.Chen,A MOSFET Resonant Synchronous Rectifier for High-frequency DC/DC Converter,PESC,1990. （3）Liaan Y C, Orugant R,Oh T B. 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