1引言

    高壓變頻裝置在能源與電能變換扮演著重要角色，廣泛應(yīng)用于油氣輸送、空氣壓縮機(jī)、抽水蓄能等大功率工業(yè)領(lǐng)域。為提高效率，通常采用增加額定電壓的方式來減少通態(tài)損耗。多電平變頻器可輸出更高的電壓等級，且采用低耐壓的功率開關(guān)器件，輸出電壓諧波畸變率小，電磁干擾低，已成為大功率交流傳動領(lǐng)域的有效解決方案。

    多電平變頻器的實(shí)現(xiàn)主要有中點(diǎn)箝位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和兩電平H橋級聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等兩種方式。

    中點(diǎn)箝位多電平變頻器的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，易實(shí)現(xiàn)能量回饋，但在大于三電平的變頻器中，直流電容電壓的平衡比較困難，從而限制了電平數(shù)的提高。兩電平H橋級聯(lián)多電平變頻器通過單元級聯(lián)可以輕易地獲得更多電平，器件耐壓要求低，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，系統(tǒng)的動態(tài)性能難以提升，能量回饋困難，只適合性能要求不高的應(yīng)用場合[1,2]。

    針對這兩種多電平拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)，Lai等人提出了NPCH橋多電平結(jié)構(gòu)。采用此結(jié)構(gòu)可以在一定程度上簡化系統(tǒng)，并減少高壓隔離的直流電源數(shù)量。目前市場上已有此類產(chǎn)品，如ABB公司的ACS5000變頻器、TMEIC公司的TMdrive-XL85系列變頻器等。

    本文針對NPCH橋式五電平變頻器，研究了其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制策略等問題，結(jié)合PSIM仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了分析與驗(yàn)證，給出了調(diào)制波移相調(diào)制方式的實(shí)際應(yīng)用情況。

2NPCH橋功率單元

    圖1給出了NPCH橋五電平變頻器A相的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。每相由2個三電平橋臂以H橋方式連接組成。其中，為功率開關(guān)器件，且每個開關(guān)器件均反并聯(lián)續(xù)流二極管，每個橋臂均有兩個箝位二極管，直流側(cè)電壓為2E，變頻器單相輸出電壓為。

圖1NPCH橋五電平變頻器A相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    NPCH橋五電平變頻器與NPC三電平變頻器相比，其相電壓有5個電壓等級，減小了輸出電壓的和諧波畸變率THD。由于沒有開關(guān)器件的串聯(lián)，所以消除了功率開關(guān)器件的動態(tài)和靜態(tài)均壓問題。采用三次諧波注入的正弦脈寬調(diào)制方式時，各相輸出電壓的有效值為

    是單相輸出電壓基波有效值，是直流側(cè)電壓，M為調(diào)制系數(shù)。當(dāng)直流側(cè)電壓時，輸出線電壓有效值。當(dāng)輸出電流有效值為1.75kA時，NPCH橋五電平變頻器輸出功率可達(dá)到20MW。

    圖2所示為基于IGCT的20MWNPCH橋電平變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。變頻器各相包括兩個完全相同的6脈波二極管整流器，分別由移相變壓器二次側(cè)兩個三相對稱繞組供電，從而減小進(jìn)線電流的諧波畸變率。

圖220MWNPCH橋五電平變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3載波層疊調(diào)制策略

    載波層疊脈寬調(diào)制策略的基本原理是使用一個正弦調(diào)制波與幾個三角載波進(jìn)行比較，在正弦波與三角載波相交的時刻，進(jìn)行相應(yīng)的開關(guān)切換，以實(shí)現(xiàn)特定電平的電壓輸出。

    本文中NPCH橋五電平變頻器采用的載波層疊控制策略，根據(jù)載波和調(diào)制波的不同，可分為載波同相層疊(PhaseDisposition，PD)調(diào)制方法、正負(fù)反相層疊(PhaseOppositeDisposition，POD)調(diào)制方法和載波交替反相層疊(AlternativePhaseOppositeDisposition，APOD)調(diào)制方法[4,5]。另外，還有調(diào)制波移相（ModulationWavePhaseShift，MPS）的調(diào)制方法。

    依據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)[4]分析可知，三種載波層疊調(diào)制方法中，載波同相層疊PD調(diào)制輸出線電壓諧波頻譜特性最好。定義和分別為調(diào)制波的頻率和幅值，和分別為三角載波的頻率和幅值，載波比，調(diào)制系數(shù)，為調(diào)制波角頻率，為三角載波角頻率，E為半邊直流電壓，為n階第一類貝塞爾函數(shù)。

3.1載波同相層疊（PD）

    圖3所示為應(yīng)用于NPCH橋五電平變頻器的載波同相層疊調(diào)制方式。三角載波vc1、vc2、vc3、vc4相位和幅值相同，但在垂直方向以相同的相位上下排列疊加。

圖3NPCH橋五電平變頻器的PD調(diào)制

    當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通。這樣產(chǎn)生了4路獨(dú)立的門極開關(guān)信號，進(jìn)而根據(jù)開關(guān)器件控制信號間的互補(bǔ)關(guān)系，可得到8個開關(guān)器件的門極控制信號。

    通過雙變量控制的傅立葉級數(shù)分析PD調(diào)制的諧波頻譜特性，雙變量控制波形的傅立葉級數(shù)表達(dá)式為：

    變頻器A相輸出相電壓和線電壓的傅立葉級數(shù)表達(dá)式如式（3）、式（4）所示：

    NPCH橋五電平變頻器采用PD調(diào)制方式時，其輸出相電壓的諧波含量主要為載波倍頻附近的邊帶諧波，由于零值上下的載波不對稱，所以輸出的相電壓不滿足二分之一周期對稱的關(guān)系，因此包含偶次諧波。其諧波分量主要為奇次載波倍頻及其附近的偶次邊帶諧波、偶次載波倍頻附近的奇次邊帶諧波，如等。輸出線電壓的諧波分布與相電壓基本一致，相電壓中的三次諧波分量被消除。

3.2調(diào)制波移相（MPS）

    針對NPCH橋五電平變頻器，可將三相左、右橋臂分別看作兩個NPC三電平變頻器，相當(dāng)于兩個NPC三電平變頻器的級聯(lián)，圖4所示為適用的調(diào)制波移相調(diào)制方式。調(diào)制波和具有相同的頻率和幅值，超前的角度為θ。三角載波和相位和幅值相同，但在垂直方向以相同相位上下排列疊加。

圖4NPC/H橋五電平變頻器的MPS調(diào)制r

    當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)調(diào)制波時，開關(guān)器件導(dǎo)通。這樣產(chǎn)生了4路獨(dú)立的門極開關(guān)信號，根據(jù)開關(guān)器件控制信號間的互補(bǔ)關(guān)系，也可得到8個開關(guān)器件的門極控制信號。

    令調(diào)制度ma=0.95，當(dāng)移相角θ=300時，輸出相電壓為三電平、線電壓為五電平；當(dāng)移相角θ=800時，輸出相電壓為五電平、線電壓為七電平；當(dāng)移相角θ=1800時，輸出相電壓為五電平、線電壓為九電平。

    令移相角θ=1800，當(dāng)ma=0.4時，輸出相電壓為三電平、線電壓為五電平；當(dāng)ma=0.6時，輸出相電壓為五電平、線電壓為七電平；當(dāng)ma=0.9時，輸出相電壓為五電平，線電壓為九電平。

    本文采用移相角θ=180的調(diào)制波移相調(diào)制方式。通過雙變量控制的傅立葉級數(shù)分析其諧波頻譜，變頻器A相輸出相電壓和線電壓的傅立葉級數(shù)表達(dá)式如式（5）、式（6）所示：

    由式（5）及（6）可知，五電平變頻器輸出相電壓頻譜中不含偶次諧波，且偶次載波倍頻附近存在奇次邊帶諧波，如等；線電壓中三倍頻邊帶諧波被消除，只包含次等諧波，且不含偶次諧波。

4仿真驗(yàn)證

    在PSIM仿真軟件中搭建NPCH橋五電平變頻器仿真模型，直流側(cè)電壓，調(diào)制波頻率，三角載波頻率，載波比，調(diào)制系數(shù)M=0.9，負(fù)載采用RL阻感負(fù)載。

    相電壓VAN和線電壓VAB的仿真輸出波形如圖5所示。對三種調(diào)制方式的相電壓VAN和線電壓VAB進(jìn)行FFT頻譜分析，表1為不同調(diào)制方式輸出波形諧波次數(shù)的比較。

(a)PD調(diào)制

(b)MPS調(diào)制

圖5相電壓VAN和線電壓VAB的輸出波形

(VAN/（kV/格）;VAB/（kV/格）;t/（5ms/格）)

表1不同調(diào)制方式諧波次數(shù)的比較

    由表1可知，變頻器分別采用PD調(diào)制和MPS調(diào)制時，輸出相電壓和線電壓頻譜分布與理論公式計(jì)算結(jié)果一致，驗(yàn)證了雙變量控制傅立葉級數(shù)分析的正確性。

    PD調(diào)制的相電壓頻譜最主要的諧波是第一載波分量，低次諧波含量較高；MPS調(diào)制的相電壓頻譜的最主要的諧波是2倍載波頻率附近的邊帶諧波，易于濾除；采用PD調(diào)制輸出相電壓THD為32.60%，采用MPS調(diào)制輸出相電壓THD為32.92%，二者區(qū)別不大。

    當(dāng)系統(tǒng)處于低調(diào)制度工況時，PD調(diào)制方式的應(yīng)用中，每相在一個周期內(nèi)只有右橋臂開關(guān)動作，左橋臂不發(fā)生開關(guān)動作，會造成左、右橋臂器件的開關(guān)頻率不平衡，影響功率器件的熱分布，限制了變頻器的輸出容量。若以固定的周期進(jìn)行左、右橋臂控制信號的切換，實(shí)現(xiàn)功率器件的熱平衡，則增加了控制方式的復(fù)雜性，降低了系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性。MPS調(diào)制方式，則可自動實(shí)現(xiàn)左、右橋臂功率器件等效開關(guān)頻率的平衡分布，有利于系統(tǒng)的安全可靠運(yùn)行。

5HD8000變頻器實(shí)驗(yàn)與應(yīng)用

    基于本文研究的調(diào)制策略，禾望電氣成功研制出HD8000系列變頻器，如圖6所示。系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。系統(tǒng)采用模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，功率開關(guān)器件采用4.5kV/4kAIGCT，半邊額定直流電壓2.5kV，輸出頻率0～80Hz，控制系統(tǒng)采用數(shù)字信號處理芯片TMS320F28346結(jié)合現(xiàn)場可編程門陣列FPGA實(shí)現(xiàn)。

圖6HD8000系列變頻器外觀

Fig6TheappearanceofHD8000inverter

    圖7(a)所示為HD8000系列變頻器空載輸出電壓電流波形（線電壓測量采用電阻分壓測量方式，顯示值為實(shí)際值的1/4），圖7(b)所示為HD8000系列變頻器感性負(fù)載滿電流實(shí)驗(yàn)波形。

(a)空載滿電壓實(shí)驗(yàn)波形

(1：線電壓波形；2：負(fù)載電流波形)

(電壓/(2kV/格)；電流/(100A/格)；t/(10ms/格))

(b)感性負(fù)載滿電流實(shí)驗(yàn)波形

(1：器件端電壓；3：A相負(fù)載電流；4：B相負(fù)載電流)

(電壓/(1kV/格)；電流/(1kA/格)；t/(5ms/格))

圖7HD8000系列變頻器實(shí)驗(yàn)波形

Fig7ExperimentresultsofHD8000inverter

    圖8所示為在不同調(diào)制系數(shù)下，變頻器A相左右橋臂輸出電壓波形?？梢?，低調(diào)制度工況下，調(diào)制波移相調(diào)制方式仍然可以保證左、右橋臂開關(guān)頻率平衡。

(a)M=0.99

(b)M=0.3

圖8不同調(diào)制度下，A相左、右橋臂電壓波形

(電壓/(20V/格)；t/(5ms/格))

Fig8ExperimentresultsofvoltagewaveformsfortwolegsofphaseAwithdifferentmodulationindex

    HD8000系列變頻器額定輸出電壓6.6kV，額定輸出電流1.75kA，輸出容量達(dá)到20MW，可廣泛應(yīng)用于大型風(fēng)機(jī)、水泵等無需能量回饋的大功率領(lǐng)域。目前，HD8000系列變頻器已成功應(yīng)用于油氣輸送領(lǐng)域。

6結(jié)論

    本文對NPCH橋五電平變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制策略進(jìn)行了分析研究。傅立葉級數(shù)分析和仿真結(jié)果表明，載波同相層疊調(diào)制方式低次諧波含量高，且不適用于低調(diào)制度的工況，而調(diào)制波移相方式則具有較好的性能和適應(yīng)性。禾望電氣HD8000系列變頻器上的負(fù)載實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該調(diào)制策略的正確性和有效性，該系列的變頻器已成功應(yīng)用于油氣輸送領(lǐng)域。