[img=283,153]http://www.ca800.com/uploadfile/maga/inv2008-8/2-2.jpg[/img]

[img=340,202]http://www.ca800.com/uploadfile/maga/inv2008-8/2-3.jpg[/img]

圖3 單相無橋pfc的電路拓?fù)?/div> 圖4所示為本設(shè)計(jì)采用的可變電角度的雙端脈沖控制方案。與圖2所示的傳統(tǒng)的固定電角度的雙端脈沖控制方案不同的是，在電源電壓的正/負(fù)半個(gè)周期內(nèi)，在0～θ[sub]1[/sub]時(shí)間，因?yàn)殡娫措妷汉艿?，此時(shí)即使調(diào)節(jié)占空比接近100%，電流上升也非常緩慢，因此在0～θ[sub]1[/sub]時(shí)間內(nèi)并不控制功率開關(guān)對(duì)輸入電流進(jìn)行斬波；在θ4～π時(shí)間，同樣不對(duì)電源電壓進(jìn)行斬波，而是利用電感的續(xù)流作用，讓輸入電流自然下降為零。在電源電壓的θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]時(shí)間內(nèi)控制功率開關(guān)工作讓電路處于強(qiáng)迫整流狀態(tài)；而在電源電壓較高的θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]的時(shí)間內(nèi)，讓功率開關(guān)停止工作從而讓電路處于自然整流狀態(tài)。θ[sub]2[/sub]、θ[sub]3[/sub]的時(shí)刻由負(fù)載功率決定，負(fù)載越大，有源pfc作用時(shí)間θ2值就越大，一般情況下，電角度θ[sub]2[/sub]與θ[sub]3[/sub]互補(bǔ)。 采用上述脈沖控制方案，可以根據(jù)負(fù)載大小通過調(diào)節(jié)電角度θ[sub]2[/sub]方便的對(duì)直流母線電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。其中理論上θ2變化范圍可從0～π/2，一般為了得到較好的電流校正效果，實(shí)際應(yīng)用中θ[sub]2[/sub]一般取π/3～π/2。當(dāng)θ[sub]2[/sub]較小時(shí)候，得到的直流母線電壓將低于輸入交流電壓的峰值，此時(shí)電路屬于buck型；當(dāng)θ2為π /2時(shí)，電路工作與完全pfc狀態(tài)相同，此時(shí)直流母線電壓將遠(yuǎn)高于輸入交流電壓的峰值，屬于boost型。因此，這種改進(jìn)的部分pfc電路屬于一種buck-boost型pfc電路。 [b]2.3 采用開關(guān)頻率調(diào)制降低系統(tǒng)emi的實(shí)現(xiàn) [/b] 傳統(tǒng)的部分pfc電路在斬波區(qū)間一般采用開關(guān)頻率不變的調(diào)制方式，因而造成在開關(guān)頻率及其整倍數(shù)附近具有較強(qiáng)的emi。而采用開關(guān)頻率調(diào)制方式，可以大大降低了系統(tǒng)的emi強(qiáng)度。部分pfc本身就包含了一種特殊的開關(guān)頻率調(diào)制方式，再加上mcu的使用，更有利于實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率的調(diào)制。 圖5中實(shí)線給出了開關(guān)頻率在半個(gè)電源周期的變化規(guī)律。在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]的強(qiáng)迫整流時(shí)間內(nèi)，開關(guān)頻率沿著倒正弦曲線變化，最大變化范圍為9khz～10khz，調(diào)制深度為10%左右，比較最佳。電源電壓最高時(shí)對(duì)應(yīng)開關(guān)頻率最小，電源電壓最小時(shí)對(duì)應(yīng)開關(guān)頻率最大。在0～θ[sub]1[/sub]、θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]和θ[sub]4[/sub]～π的自然整流階段，開關(guān)頻率變?yōu)榱恪? 采用按照上述規(guī)律變化的開關(guān)頻率調(diào)制方式，可以使得電源側(cè)高頻傳導(dǎo)emi在更寬的頻譜范圍內(nèi)分散，有利于降低系統(tǒng)平均emi和準(zhǔn)峰值emi，彌補(bǔ)無橋pfc共模傳導(dǎo)騷擾強(qiáng)的缺點(diǎn)，簡(jiǎn)化輸入emi濾波器的設(shè)計(jì)。 2.4 blpfc的本質(zhì) 無論無源與有源pfc電路，當(dāng)功率因數(shù)校正效果滿意時(shí)，直流電解電容的電壓必定為直流分量疊加一個(gè)頻率為2ω[sub]1[/sub]、相位滯后電源電壓π/2的交流紋波電壓，ω[sub]1[/sub]為電源的角頻率。由圖3所示的單相無橋pfc電路和圖4的雙端脈沖控制方案，可知要想在電解電容上得到的直流電壓，在電源正半周期內(nèi)，橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的包絡(luò)線應(yīng)該與電解電容上紋波電壓的波形相一致；在電源負(fù)半周期內(nèi)，ν[sub]ab[/sub]的包絡(luò)線應(yīng)該與電解電容上紋波電壓的包絡(luò)線關(guān)于橫軸對(duì)稱，兩者關(guān)系如圖6所示。 圖6中曲線1為橋前電壓νab的波形，曲線2為電解電容上直流紋波電壓波形，兩者的幅值相差兩個(gè)整流二極管的正向管壓降。 在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]的時(shí)間內(nèi)，由于功率開關(guān)處于斬波狀態(tài)，所以橋前電壓νab為不連續(xù)脈沖形式，但是脈沖的包絡(luò)線與電解電容上電壓的波形一致。圖10所示的橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的頻率為ω[sub]1[/sub]，從形式上看包含有頻率2ω[sub]1[/sub]的諧波分量。但是由于圖3所示的無橋pfc電路在結(jié)構(gòu)和控制上嚴(yán)格對(duì)稱，使得偶次諧波電流含量大為降低，電路中只應(yīng)包含奇次的諧波電流分量。鑒于圖6所示的橋前電壓波形與采用諧波電抗器等串聯(lián)無源pfc的橋前電壓波形相類似，因此無橋pfc電路具有一般串聯(lián)補(bǔ)償提高功率因數(shù)的特點(diǎn)，屬于串聯(lián)補(bǔ)償方案。 傳統(tǒng)有源完全pfc也具有一般串聯(lián)補(bǔ)償提高功率因數(shù)的特點(diǎn)，表現(xiàn)在快速恢復(fù)二極管整流陽極對(duì)直流地的電壓波形具有類似無橋pfc橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的電壓規(guī)律，如圖7所示。圖7中曲線1為橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的波形，曲線2為電解電容上直流紋波電壓波形，兩者的幅值相差一個(gè)frd正向管壓降。 3 無橋部分pfc電路的仿真與分析 [b]3.1 仿真平臺(tái)的建立 [/b] 利用simulink仿真軟件建立的部分有源pfc的仿真電路，見圖8。功率電路同圖3所示的無橋pfc拓?fù)?，l1和l2為兩個(gè)電感量相同按照差模方式繞制的共鐵芯電感，電感總量為5.5mh，r2為功率3.5kw的恒功率負(fù)載（可以任意設(shè)計(jì)輸出功率），輸入交流電源電壓220v/50hz，輸出電容e1為1880μf?？刂齐娐凡糠职凑?qǐng)D4所示的脈沖發(fā)送規(guī)律，在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]控制功率開關(guān)s1和s2對(duì)輸入電壓進(jìn)行斬波，通過合適的倒正弦波和三角波的比較來調(diào)節(jié)占空比的變化規(guī)律；在θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]時(shí)間內(nèi)，關(guān)斷s1和s2 使電路處于自然整流狀態(tài)，其具體電路不再提供。下面給出θ[sub]2[/sub]為π/3與5π/12兩種情況下的仿真結(jié)果比較，并說明增大θ[sub]2[/sub]可以增加直流回路電壓的平均值。 [b]3.2不同情況下的輸入電流和輸出直流電壓波形 [/b] θ[sub]2[/sub]=π/3和θ[sub]2[/sub]=5π/12兩種情況下的輸入電流波形見圖9，直流輸出電壓波形見圖10。由圖9可見，當(dāng)θ[sub]1[/sub]由π/3增加到5π/12時(shí)，輸入電流的波形明顯變得光滑，波形畸變減弱，有利于進(jìn)一步提高網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。由圖10可以看出，當(dāng)θ[sub]2[/sub]從π/3提高到5π/12時(shí)，輸出電壓提高了15v左右。在家電產(chǎn)品應(yīng)用領(lǐng)域例如變頻空調(diào)中，存在著由于負(fù)載增加而導(dǎo)致輸出電壓降低，從而影響電機(jī)恒轉(zhuǎn)矩范圍的問題。在無橋部分有源pfc電路中，通過適當(dāng)調(diào)整θ[sub]2[/sub]可以方便的提高輸出電壓，從而提高電機(jī)的恒轉(zhuǎn)矩范圍，使這一問題得到了方便的解決。 理論上隨著θ2的增加，期望輸出的直流平均電壓越高，最大值應(yīng)為電網(wǎng)電壓的峰值。為了驗(yàn)證這一認(rèn)識(shí)，令θ[sub]2[/sub]=π/2，各種仿真條件完全保持不變，令輸出直流電壓為318v，此時(shí)只在輸入電流最大值很小的鄰域出現(xiàn)自然整流狀況，直流電壓平均值為308.3v，直流電壓紋波峰峰值為20.0v。輸入電流與輸入電壓波形見圖11，直流電壓紋波波形見圖12。說明期望輸出電壓略高于輸入電壓峰值一個(gè)增量，才會(huì)發(fā)生短時(shí)臨界自然整流過程，高于輸入電壓幅值的增量部分屬于線路自然整流。 [b]3.3 電解電容紋波電壓和橋前電壓波形的對(duì)比 [/b] θ[sub]2[/sub]=5π/12時(shí)，電解電容直流紋波電壓與橋前電壓的波形見圖13。由圖13 可見，電解電容上的直流紋波電壓頻率為2ω[sub]1[/sub]，是電源電壓頻率的2倍，滯后電壓π/2；橋前電壓u[sub]ab[/sub]在強(qiáng)迫整流階段波形為不連續(xù)的脈沖形式，在自然整流階段波形連續(xù)，整個(gè)波形的包絡(luò)線與電解電容上直流紋波電壓的波形相一致，幅值上相差兩個(gè)二極管的壓降。u[sub]ab[/sub]的頻率為ω[sub]1[/sub]，變化趨勢(shì)跟隨電源電壓。 對(duì)圖13所示的橋前電壓波形進(jìn)行傅立葉分析，結(jié)果見圖14。從圖14中可見，橋前電壓uab主要成分為基波和奇次諧波電壓，偶次諧波分量可以忽略不計(jì)。基波電壓主要形成電解電容電壓的直流分量和2ω[sub]1[/sub]次紋波電壓，其他奇次諧波電壓對(duì)直流分量形成較少和產(chǎn)生倍頻的高次紋波電壓。所得的直流回路電壓fft波形見圖15。 4 無橋部分pfc電路的實(shí)驗(yàn)與分析 [b] 4.1電路拓?fù)涞拇_立 [/b] 根據(jù)以上理論分析和仿真結(jié)果，設(shè)計(jì)了基于無橋拓?fù)涞牟糠钟性磒fc電路，見圖16。該電路包括功率電路和控制電路。其中功率電路由濾波電感l(wèi)1、l2，無橋pfc智能模塊（如圖20中虛線所示）以及濾波電容c1、c2和電解電容組e1 組成，與傳統(tǒng)有源pfc電路相比，電路所用元器件的數(shù)目大大減少。 設(shè)計(jì)電路的額定輸出功率為3.5kw，控制器采用st的8位單片機(jī)st7mc1k2，主頻16mhz。交流電網(wǎng)輸入電壓范圍為150v～265v；電網(wǎng)電壓最低時(shí)，效率最低為90%；功率因數(shù)不低于0.95；為了降低系統(tǒng)的emi強(qiáng)度，采用開關(guān)頻率調(diào)制的方案，使開關(guān)頻率在9khz～10khz之間變化，通過改變單片機(jī)的pwm定時(shí)時(shí)間來實(shí)現(xiàn)。取電容值為1410μf（用三只470μf/400v電解電容并聯(lián)），總電感量為5.5mh。根據(jù)電路的輸出功率選用fairchild公司生產(chǎn)的無橋pfc智能功率模塊fpab50ph60[sup][6][/sup]。 [b]4.2 開關(guān)頻率調(diào)制的實(shí)現(xiàn) [/b] 開關(guān)頻率的變化規(guī)律按照?qǐng)D4所示的規(guī)律變化?？紤]到正弦函數(shù)在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]時(shí)間內(nèi)的線性度比較好，因此在實(shí)驗(yàn)中采用線性函數(shù)去近似正弦函數(shù)的這一段，并通過單片機(jī)軟件編程來實(shí)現(xiàn)。 按照傳統(tǒng)有源pfc電路的輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系，得到部分有源pfc在強(qiáng)迫整流階段的輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為u[sub]dc[/sub]/│vin（t）│1/（1-d），d為驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比，可得驅(qū)動(dòng)脈沖占空比的變化規(guī)律為d=1-│vin（t）│/ u[sub]dc[/sub]。實(shí)際操作時(shí)，應(yīng)該根據(jù)負(fù)載輕重、電解電容的容量等因素對(duì)計(jì)算得到的d進(jìn)行適當(dāng)調(diào)節(jié)，確保得到的輸入電流的正弦度高和各次諧波含量滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)。 [b]4.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析 [/b] 在輸出功率從輕載到重載3.5kw的范圍內(nèi)，分別測(cè)試了θ[sub]2[/sub]=π/3和θ[sub]2[/sub]=5π/12時(shí)對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)情況。結(jié)果表明，由于sin（5π/12）-sin（π/3）≈0.1，θ[sub]2[/sub]=5π/12這種情況的潛在輸出直流電壓平均值高于前者1/10電網(wǎng)電壓的幅值，大約31v左右。但是由于滿足iec61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)的pwm脈沖解有無窮多種，θ1偏低也能獲得較高的輸出直流電壓，這也與電解電容容量和負(fù)載輕重有關(guān)。 其中一組實(shí)驗(yàn)情況為：輸入電壓220v，電阻負(fù)載50ω。當(dāng)θ[sub]1[/sub]=π/3時(shí)，測(cè)得輸入有功功率為1.72kw，功率因數(shù)0.99，輸入電流總有效值7.68a，輸出電壓288v，紋波電壓最大峰峰值為13.9v，對(duì)應(yīng)的試驗(yàn)波形見圖17；當(dāng)θ[sub]1[/sub]=5π/12時(shí)，測(cè)得輸入有功功率為 1.80kw，功率因數(shù)0.99，輸入電流總有效值8.15a，輸出電壓298v，紋波電壓最大峰峰值為19.9v，對(duì)應(yīng)的試驗(yàn)波形見圖18。 比較圖17和圖18可知，當(dāng)θ[sub]1[/sub]從π/3提高到5π/12時(shí)，輸入電流明顯變得光滑，正弦度增加，輸出電壓也提高了10v左右，從而驗(yàn)證了上述分析的結(jié)果。 由實(shí)驗(yàn)結(jié)果得知，在整個(gè)功率范圍內(nèi)，采用無橋拓?fù)涞牟糠謕fc都能獲得良好的校正效果和較高的功率因數(shù)。并且通過調(diào)節(jié)有源pfc的作用時(shí)間（具體通過調(diào)節(jié)θ[sub]2[/sub]實(shí)現(xiàn)），可以方便的調(diào)節(jié)輸出直流電壓的大小。為了適應(yīng)不同的國家電網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，設(shè)計(jì)適應(yīng)電網(wǎng)頻率為60hz時(shí)部分pfc。硬件電路不變，限于頻率的改變，個(gè)別電路比如電流檢測(cè)電路輸出的信號(hào)需要調(diào)整，需要修改pwm模式，控制電路不變，同樣獲得了非常滿意的實(shí)驗(yàn)效果。 5 結(jié)束語 本文提出了一種斬波電角度可調(diào)節(jié)的無橋部分有源pfc電路，通過調(diào)節(jié)斬波電角度，可以方便的調(diào)節(jié)直流側(cè)的輸出電壓，屬于一種buck-boost型的pfc電路。解決了原有部分pfc方案在大功率情況下，直流側(cè)電壓跌落嚴(yán)重導(dǎo)致電動(dòng)機(jī)恒轉(zhuǎn)矩范圍變窄的問題。同時(shí)采用開關(guān)頻率調(diào)制的方案，降低了開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近的emi。在理論分析、仿真分析與實(shí)驗(yàn)測(cè)試后，可以使得各種負(fù)載下交流輸入側(cè)的各次諧波電流均滿足iec61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，中等負(fù)載下輸入功率因數(shù)高達(dá)0.99，輕載下輸出直流平均電壓接近電網(wǎng)電壓幅值，重載下輸出直流平均電壓不低于電網(wǎng)電壓幅值40v，能夠提高后級(jí)逆變器的調(diào)制度，改善電動(dòng)機(jī)的調(diào)速特性。該方案尤其適用于輸出電壓要求為buck型、功率較高、對(duì)emi要求較高的pfc應(yīng)用場(chǎng)合，尤其適用于大功率的pfc應(yīng)用場(chǎng)合，具有很好的應(yīng)用前景。 [b]作者簡(jiǎn)介 [/b]王 晗（1982-） 男 現(xiàn)為上海交通大學(xué)電氣工程系在讀博士生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。 [b]參考文獻(xiàn) [/b][1] iec 61000-3-2: 1995 “electromagnetic compatibility part3: limits-set.2: limits for harmonic current emission （equipment input current≤16a per phase）” [2] daniel m. mitchell. ac-dc converter having an improved power factor”, patent no. us 4,412,277. rockwell corp,1983 [3] 楊興華. 新型部分有源功率因數(shù)校正電路的分析與實(shí)現(xiàn). 電氣應(yīng)用,2007,26（7）: 54-57 [4] lu b, brown r, soldano m. bridgeless pfc implementation using one cycle control technique. twentieth annual ieee apec,2005 [5] srinivasan r, oruganti r. a unity power factor converter using half-bridge boost topology. ieee transactions on power electronics [6] fairchild. fpab30ph60 datasheet, jan, 2006